第24卷第2期信號處理Vol 24. No. 22008年4月SIGNAL PROCESSINGApr. 2008相關(guān)瑞利信道下差分空時檢測協(xié)同分集方案趙賢敬鄭寶玉(南京郵電大學信號與信息處理研究所214#,南京210003)要:本文提出了一種采用分布式差分空時分組編碼和檢測的協(xié)同分集方案,在不需要信道狀態(tài)信息(CS1)的情況下可以實現(xiàn)滿分集和全速率發(fā)射,并推導了相關(guān)瑞利信道下該方案誤碼率(BER)性能上限的解析表達式。傳統(tǒng)的差分空時分組編碼對整個碼塊進行差分,而協(xié)同分集下的任何一個協(xié)同用戶進行差分編碼時都不知道整個碼塊的信息。本文所提出的差分BPSK調(diào)制方案,通過將兩協(xié)同用戶的信息分別被調(diào)制到相互正交的實軸和虛軸上,從而將碼塊的聯(lián)合差分轉(zhuǎn)化為各用戶獨立差分。分析了在協(xié)同用戶間不同的信道狀態(tài)信息(CS)和協(xié)同用戶到接收用戶不同的CS情況下本文所提出發(fā)射方案的性能。仿真結(jié)果表明本文所提出的方案獲得了明顯的分集增益,同時也較好的吻合了理論分析的結(jié)果。關(guān)鍵詞:協(xié)同分集;分布式空時編碼;差分空時分組編碼A Cooperative Diversity Scheme Based on Differential Space-TimeCodes for Correlated Rayleigh ChannelsZHAO Xian-jing ZHENG Bao-yuInstitute of Signal and Information Processing, Nanjing University of Posts and Telecom. Nanjing, 210003, ChinaAbstract: In this paper, a novel cooperative diversity protocol with distributed differential space-time block coding is presentedhich can achieve full diversity with full rate with no need of channel state information( CSI). A close form expression for bit error rate(BEr)of the proposed scheme is derived for temporal correlated Rayleigh channele without considering the decoding errors between in-terusers. In traditional differential space-time block coding scheme, difference is done on each whole block. As to distributed cooperativediversity scheme, traditional difference is not practical for the perfect information of the block is unknown to each user when to be differ-ential encoded In the proposed differential modulation scheme, the information of the two cooperative users is modulated to orthogonal re-al axes and image axes. This degrades joint block difference to independent difference, which makes the full rate transmission possibleThe proposed transmission scheme is analyzed for different channels of interusers and channels from cooperative users to destination. Nu-merical results show that the proposed scheme gets distinct diversity gain and coincides with the analytical results wellKey words: Cooperative diversity; distributed space-time coding; differential space-time block coding了固定中繼( Fixed Relaying)、選擇中繼( Selection Relaying)1引言和增量中繼( Increment Relaying)三種協(xié)同策略。 Babaross協(xié)同分集( cooperative diversity)技術(shù)通過使網(wǎng)絡中各單進一步研究了空時編碼在協(xié)同分集中應用。與 Laneman等天線用戶共享彼此天線形成虛擬的多天線陣列來實現(xiàn)發(fā)射工作時間上同時進行的是 Hunter和 nosratinia)提是出的編碼或接收分集,可以有效地抵抗多徑衰落并提高網(wǎng)絡性能3),協(xié)同( coded cooperation)研究其將信道編碼技術(shù)應用到協(xié)同為MMo技術(shù)的實用化提供了一條可行的方法。協(xié)同分集分集中,如 turbo碼。起源于中繼信道的研究但是它們又不完全相同。 Sendon-所有以上工作都是基于接收端或發(fā)射端能夠通過信道ans,Eip和 aazhang'"最早研究了協(xié)同分集與網(wǎng)絡容量和中估計獲得CS然后進行相干檢測的假設。在實際中,這就意斷概率( outage probability)等系統(tǒng)性能的關(guān)系,其研究前提是味著協(xié)同用戶和接收用戶必須進行信道估計。當系統(tǒng)存在基于發(fā)射端已知CS1,有點類似波束形成( beamforming)。多個協(xié)同用戶發(fā)射時由于每對用戶都需要進行信道估計,lateran,Trwe和 Women深人研究了分集的實現(xiàn)策略提出這就使得系統(tǒng)變得非常復雜。因此,設計一種接收端不需要收稿日期:2006年9月14日;修回日期:無基金項目:國家自然基金資助項目(60372107信號處理第24卷估計CS的系統(tǒng)更切合實際。差分調(diào)制和檢測技術(shù)不需要信簡單起見,階相關(guān)系數(shù)省略下標即p=p。(A2)所有信道狀態(tài)信息,在不便于進行信道估計的場合得到了廣泛應道在空間上都是相互獨立的即用戶i到用戶j的所有衰減因用。在高斯白噪聲信道和不相關(guān)的瑞利平坦衰落信道下,差子h都是相互獨立的,且所有用戶到接收用戶的衰減因子分二進制相位調(diào)制( DBPSK)的誤碼性能比相干檢測差3dB·。對于時間相關(guān)的瑞利衰落信道在高信噪比區(qū)域存在{“是獨立同分布的,即n=P,P=P=1。協(xié)同用誤碼平臺4。H.Vedk描述了獨立瑞利衰落信道和戶間的信道是對稱信道,即2和也是獨立同分布的隨機相關(guān)瑞利衰落信道的區(qū)別并給出了相關(guān)瑞利衰落信道下變量因此,p2=p1,P=P。(A3)發(fā)射端和接收端都未FSK調(diào)制的近似誤碼性能。后來PYKm給出了頻率非知信道信息。(A)信道為時變信道但是在連續(xù)的幾個符選擇性相關(guān)瑞利信道下MDK的誤比特率的解析表達式。號周期內(nèi)信道衰落變化很小。(A5)U和U2等功率發(fā)射,對于空時調(diào)制,VTah和 H Jafarkhani提出了一種且E,=1。此外說明,本文中的標量變量用斜體字符表示,向?qū)崿F(xiàn)協(xié)同差分的差分檢測方案。不久. L. Hughe提出了量或矩陣變量用加粗的斜體字符表示。一種用于多天線發(fā)射的基于組碼的通用差分調(diào)制方法。接22差分空時調(diào)制著CGao和 AM Haimovich給出了獨立的塊衰落瑞利信道下采用差分檢測的MDK空時分組碼的誤碼性能分析。但用戶1和用戶2在t時隙的BPSK信號為:是,時間相關(guān)瑞利信道下MPSK差分空時編碼的BER的性能b={-1,1,i=1,2分析仍有待于繼續(xù)研究空時差分分組碼第一列遞歸定義如下:對于協(xié)同通信,G.Wang,Y. Zhang和M.G.Amin1提出了分布式差分空時分組編碼方案來實現(xiàn)協(xié)同分集。P.Tarasak和HMin研究了兩用戶協(xié)同系統(tǒng)的差分實現(xiàn)同時(Ss)=(時)(1)0S2給出了不同差分檢測方法的誤幀率。這兩種差分方案都獲得了滿分集但是兩種方案都沒能獲得滿速率發(fā)射。另外,其中,j=√-1。類似的第二列Tarasak和G.Wang的工作都是基于不相關(guān)的瑞利信道上進行的,而實際的信道多是時間相關(guān)的,可用Jake信道建模,本文將繼續(xù)研究時間相關(guān)瑞利衰落信道下分布式差分空($)=()時編碼協(xié)同分集的方案和相關(guān)性能。S基于上文的分析本文提出了一種采用分布式差分空時其中分組編碼和檢測的協(xié)同分集方案在不需要信道狀態(tài)信息情其中{上為協(xié)同用戶對{4.,的估計值因此空時差況下可以實現(xiàn)滿分集和全速率發(fā)射。在不考慮協(xié)同用戶間分發(fā)射矩陣為誤碼的情況下推導出了該方案在時間相關(guān)瑞利衰落信道下誤碼率的解析表達式。在不同的協(xié)同用戶間信道和不同的So -So協(xié)同用戶到接收用戶間信道下分析了本文所提出的發(fā)射方S(3)案的性能。數(shù)值結(jié)果表明本文所提出的方案獲得了明顯的分集增益同時也非常吻合理論分析結(jié)果。如果協(xié)同用戶能完全正確解碼即{=6.則式2差分協(xié)同分集方案(3)退化為2x2的 Alamouti空時編碼矩陣2.】系統(tǒng)模型表1協(xié)同發(fā)射分集的差分方案考慮兩個單天線用戶(U1和U2)和一個單天線接收用戶d的無線通信系統(tǒng),并2t用戶2t+1且每個用戶可以同時收od發(fā),任何用戶之間的信道U2=U1mm)都假設為準靜態(tài)瑞利平坦衰落如圖1所示。圖1中,h表示t時圖1協(xié)同分集信道模型隙用戶i到用戶j間信道表l給出了協(xié)同發(fā)射的差分方案具體發(fā)射過程如下整個協(xié)的衰減因子,為復高斯隨機變量。關(guān)于信道,本文做了如下同過程可劃分為兩個時隙即2時隙和2+1時隙。在2時假設:(A1)文中所有信道模型均為時間相關(guān)的Jake’信道。隙,Ul和U2以廣播的形式分別發(fā)射信號S和S2。其中,S即E(碼碼)=p=P(2mB2m),其中BT是歸一化的多和S是b和b由式(1)差分得到的結(jié)果。在接收用戶d普勒頻移,()表示零階第一類貝塞爾函數(shù)P表示衰落端接收信號可表示為的平均功率,p=J(2πB7)表示l階相關(guān)系數(shù),=0,1,…,=lS+礎S+吃(4)第2期相關(guān)瑞利信道下差分空時檢測協(xié)同分集方案其中n表示接收用戶d端的高斯噪聲,U和U2同時接收+(,S1,+::吃+:1嗎-2:4)到的信號可表示為:2=h2S+n2 r4=hS:+n2(5)D2=8:(42-4h)+S:(42-424)此處咄和嗎分別表示Ul和U2端的高斯噪聲。由于U1和根據(jù)假設(A4),進一步考慮=h,,l=,及p=1。容U2都未知信道狀態(tài)信息,通過如下差分檢測,U1和U2分別易得到得到:32=2201,2 =r,a=RR1=(P+|4P)(S-,Pb+21Pb)因此可進行如下判決if Re()>0因此,b、b的估計值b和b可分別有如下得到if Re(y2)0(13)if Img(2)>01 if Re ya)0這樣,U1和U2都得到了對方發(fā)送的信息,然后通過式1 if Img(y2)<0(2)進行差分編碼。在2+1時隙,U和U2以廣播的形式發(fā)這樣差分檢測過程基本完成。射信號-S和S。則在接收用戶接收信號,為:3差分檢測方案的誤碼性能分析r2,a-h4S:2+礎2S至此差分空時編碼和發(fā)射初步完成?？紤]時間相關(guān)信道并將y表示成如下形式下面我們將研究協(xié)同用戶間解碼無誤碼時的情況即x+xF2.3差分空時檢測(15)S2=S2且S=S,此時的性能也就是協(xié)同差分方案誤碼性能(16)的上界。則接收矩陣R1可表示為:Y=λ++κ’,H"=++k2此處,R=()=($h, h2-l2(嗎呢)=,起(10)=422|S.Pb+2192Pb根據(jù)最大似然檢測原理,得到:h2+m42=R1=(s=3225S-1+h13-2Szl2|5S1Pb+而F21S2H2b(ss:)-4,∥:,(m)=12,6+2-,2(8)∥≤(吣小磁s=S,n-2-S2"n2點=8n:+S"嗎,+S$:2n,+S=+ll+Ill其中,業(yè)'表示Hmin操作,并且l,I和Ⅲl分別表示期望22-2s信號項,噪聲項及干擾項,即:I=心l2S;S;:+l"礎2SS1+4h22S S: 1+h2h242 S SⅡ=(4S2++S吃,一S)186信號處理第24卷這里的x表示和U和U2發(fā)射符號有關(guān)的項,可以視兩維表2H與高斯分布擬合的均方誤差均方星座圖下幅度為·些的單符號對的定虛部義與λ類似。在21小節(jié)的假設下,X1和2均為零均值獨立同分0.0157布的復高斯隨機變量。由于Y1和Y2的表達式中含0.0159v,l4asAs,因此需要進一步的分析其隨機特性其中0.946570.01730.01660.79484001910.0184從表中可以看出隨著p的增大,H與高斯分布擬合的均方誤差也顯然,叫2,4為信道時域響應(總,42,2,22的墨逐漸減小。但當p較統(tǒng)一寫法)的函數(shù),則Y也為h的函數(shù)。h包絡和相位的聯(lián)大(p>0.99784),尤其合概率密度函數(shù)為是p>0.9946時,H基本上可認為是高斯p(r1,n2,B1,62)==(2mp)(-p)152153354455過程。對于Y有類似的結(jié)果。x3+3-20m(-8-虛部的累計分布函數(shù)與高斯分布比較此外,由于后文所涉及信道的ρ均大于其中,r1,n2分別為h的某兩個時刻的幅值,B1,2分別對應的0.9978,因此H1和Y2可看成復高斯隨機變量。又由附錄1,Y和Y2不相關(guān)所以復高斯變量H1和H2滿足相互獨立的條相位。m(的)=點,p出,μ=(),腳=(耳,丙),件。再由附錄2得到,共2=(x1,x)。x,x3,x的定義參見文獻[17]。E(H)=E(y22)=2+4N+2(1-P2)(18)則y實部的累計分布函數(shù)可表示為其中N表示噪聲功率。所以,(X1,H1)與(X2,H)為不相關(guān)FRecr:,(y)=Pr( Re(r )